1樓：旋轉的世界
隨著對電機控制器成本的要求越來越高，越來越多廠家開始使用在功率模組的三個IGBT下橋臂母線處僅放置乙個取樣電阻，然後通過軟體演算法重構出三相電流，進而實現FOC無感測控制的方案。拓撲結構如下圖1所示：
圖1對於三相電流重構的基本原理，如果不太熟悉的讀者，可以參考Microchip的良心應用筆記《AN1299--PMSM 無感測器FOC 的單分流三相電流重構演算法》，這是乙份很好的入門材料；如果已經熟稔於心，可以跳過直接往下閱讀。
關於重構三相電流的軟體演算法，各大晶元廠家都把這個視為核心專利，不輕易透露。但不管怎麼變化，所涉及的核心無非就兩點：（1）取樣時刻（2）不可觀測區的補償方法。
如Microchip AN1299中是在PWM左半部分週期取樣兩次，不可觀測區出現時採用「左邊不夠，右邊湊」的方法。如下圖2所示，取樣時刻為B和C，圖3是對非觀測區的補償移動。
圖2圖3
據ST的公開文件介紹，取樣時刻也在左半部分週期取樣兩次，不可觀測區出現時採用「往下凹去一部分」的方法，如下圖4所示。
圖4TI的方法也是在PWM左半部分週期取樣兩次，當出現不可觀測區時，當前週期不夠的，提前「預支」下乙個週期的值來補償，如下圖5所示。
圖5筆者的方法是左半部分取樣一次，右半部分取樣一次，不可觀測區出時，通過左右平移來解決不可觀測問題，如下圖6所示：
圖6但問題是僅僅有軟體演算法就夠了嗎？就可以實現完美的電流重構了嗎？
遠遠不夠！
單電阻取樣與雙電阻、三電阻取樣演算法相比，它最大的特點就在於軟體演算法與硬體特性深度融合，如果稍不注意，就有可能掉入到開發過程中的各種「坑」，筆者將列出單電阻取樣一些共性問題，解決好這些問題，就能有效的避免單電阻演算法開發的各種「坑」。
「坑」1----- 取樣時刻選擇
圖7從上圖7中可以看出：Sampling Moment T5的時刻只要落在T1+T3+T4這個偏移量之後一定時間即可，這裡T1是死區時間，可以取定值，一旦PWM配置完成後即固定不變。但T3，T4時間會隨著電流的增加，以及電流環路響應速度的變慢、甚至硬體特性的變化而增加，實際應用中T3, T4不可按典型值來取，需要按最大值來取。
T3可按晶元手冊手冊中的最大值取，T4可按運放能夠放大後的最大電壓值除以Slew Rate來取值。即使T3, T4設定完成之後，也需要在實際負載上長期執行，確保輕載、額定、過載等各種情況下，當前取樣時刻重構出來的電流都是正確的。
實際晶元執行時，可用乙個IO口電平輸出的翻轉來表徵取樣時刻，如下圖8所示。藍色波形是母線電流經過運放後輸出的電壓波形，黃色波形為使用IO口表徵的當前取樣時刻。筆者的方法是左半部分取樣一次，右半部分取樣一次，因此就可以看出在乙個週期的左右平台上各有一次取樣，需要注意的是在乙個電頻率週期內，需要找到取樣視窗特別小的情況下，觀察取樣時刻是否正確。
圖8「坑」2----- 補償時可能出現的問題
上文提到的方法：當出現不可觀測區出時，可以通過左右平移的方法來補償。以下圖9為例，即把PWM1左移，PWM2右移來對非觀測區進行補償，如果經過補償之後三個PWM比較值仍然比較接近，這種情況主要發生在低速度執行時，如果此時PWM1的右邊邊界已經左移到PWM3的右邊邊界的左邊時，這時取樣時刻2 的就不是扇區（110）了，那麼對應的電流也就不是 了；此時扇區就變成(010)，對應的電流值也就變成 。
所以需要全面考慮好各種情況，否則取樣得出來的電流值就是錯誤的。
圖9「坑」3-----啟動和低速階段帶來的噪音及處理方法
做過單電阻取樣的都對下面的圖10十分清楚，取樣的時刻存在非觀測區：①取樣中存在的低調製指數區 ②從區間到區間變遷時的中到高調製指數區。
圖10取樣中存在的低調製指數區就是指三相之間的占空比很接近，也就是電機低速執行時，這時往往指的是電機的啟動過程。此時在低速狀態下重構出電流，往往絕大部分狀態都是非觀測區，所以全過程都需要對取樣視窗進行移動，這就會帶來較大的電流諧波，引起啟動時較大噪音。
處理方法主要有兩種：
（1） 啟動階段使用V/F 控制方式，不使用電流環，不進行電流重構，等速度增加上去後就已經跨過了低調製指數區，這時再切入速度外環、電流內環的雙閉環控制，這就可以有效的避免由於移相來的電流諧波。這種方法比較適用於風機、水幫浦等啟動力矩較小的應用場景。
（2） 啟動時使用特殊的PWM調製方式，啟動時PWM1左移一定的角度，PWM2右移一定的角度，這樣可以取樣的視窗將大大的增加，等到速度增加上去以後再切換為正常的調製方式。
「坑」4-----電流重構可能會造成的相位滯後
通常DSP的PWM模組都有乙個PWM訊號的延遲輸出功能，即DPS在當前載波週期內設定的新脈寬占空比值，需要在下乙個週期或下乙個半週期才能得到電壓上的更新。至於是下乙個週期還是下乙個半週期，與晶元的PWM模組的設定有關，如下圖11所示。
圖11也就是經過重構出的三相電流，經過FOC的計算，本應該在這個週期生效立即輸出當前週期的電壓值，實際上需要得到下乙個週期或下乙個半週期才能生效。那麼此電機已經轉過了乙個PWM週期的時間，所以估算出來的角度需要進行補償。
補償值的大小與PWM週期和當前轉速有關，轉速越高，PWM週期載頻越低，補償的角度就越大。
「坑」5-----高占空比可能出現的問題
圖12紅色方框標註的地方的特點是：其中有一相點空比很大，另兩相占空比相等，也就是圖13中於正六邊形第2區域接近各個六邊形各個頂點的位置。
圖12圖13
這時如果由於非觀測區，需要對高占空比波形進行移動，就有可能超出PWM週期的邊界，這時就會造成取樣值錯誤。所以對於高轉速區域，需要進行一定的占空比限制，或是使用弱磁來保證母線電壓的使用始終在一定的幅度內。
總結：單電阻電流取樣無論是演算法實現的複雜程度，還是由此而產生的控制、角度估算等方面都存在諸多風險，都需要在設計中仔細評估，才能從容的避開設計過程的各種「坑」。希望本文的總結對於單電阻取樣最終工程應用的實現有一定的幫助作用。
2樓：Luck
Ia+Ib+Ic=0是說的電機線圈上滿足基爾霍夫定律，你的取樣電阻都在下橋端，按你說的狀態上橋開啟的一相取樣電阻上肯定沒有電流流過，所以這一相的電流值是需要你重構得到的，也就是說比如你採集到了IB,IC 那麼IA=0-IB-IC。
3樓：「已登出」
隨著新能源汽車和汽車零部件電子化的發展，直流無刷電機的應用越來越多，直流無刷電機分為BLDC和PMSM。PMSM為永磁同步電機，BLDC為直流無刷電機。兩者最大的差別是PMSM的反電動勢波形為正弦波，而BLDC的反電動勢波形為梯形波。
由於完美的梯形波電機比較難加工，因此大部分BLDC的反電動勢更像是帶有5次和7次諧波的正弦波。因此無論PMSM還是BLDC,只要電動勢是正弦波樣子的，都可以用FOC控制，FOC全程為磁場定向控制，俗稱正弦波控制，一般採用中心對齊的SVPWM控制。
無刷直流電機控制中最重要的一步就是轉子位置的確定，無感測器方案中方波控制通常取樣反向電動勢過零點來估算轉子的位置，FOC控制方案中通常通過採集三相電流的資訊來估算轉子的位置。
FOC控制方案中有三種辦法採集三相電流：分別是單電阻母線電流採集，雙橋臂電流取樣，由於雙橋臂取樣方案，可以根據基爾霍夫電流定律計算得到第三相電流，所以通常使用雙橋臂電流取樣方案代替三電阻取樣方案。
單電阻母線取樣方案，由於不能同時獲取兩相的電流資訊，所以需要在乙個PWM週期內不同時刻進行兩次取樣。由於有時兩相PWM占空比很相近，此時不宜進行電流取樣，需要對其中一相進行補償或者移相，所以需要更複雜的演算法。
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